Diseño de oscilador basado en modo actual para amplificadores de potencia de audio de clase D: 6 pasos

2024 Autor: John Day | [email protected]. Última modificación: 2024-01-30 08:39

En los últimos años, los amplificadores de potencia de audio de clase D se han convertido en la solución preferida para sistemas de audio portátiles como MP3 y teléfonos móviles debido a su alta eficiencia y bajo consumo de energía. El oscilador es una parte importante del amplificador de audio de clase D. El oscilador tiene una influencia importante en la calidad del sonido del amplificador, la eficiencia del chip, la interferencia electromagnética y otros indicadores. Con este fin, este artículo diseña un circuito oscilador controlado por corriente para amplificadores de potencia de clase D. El módulo se basa en el modo corriente e implementa principalmente dos funciones: una es proporcionar una señal de onda triangular cuya amplitud es proporcional a la tensión de alimentación; el otro es proporcionar una señal de onda cuadrada cuya frecuencia es casi independiente del voltaje de la fuente de alimentación, y la relación de trabajo de la señal de onda cuadrada es del 50%.

Paso 1: Principio del oscilador de modo actual

El principio de funcionamiento del oscilador es controlar la carga y descarga del condensador por la fuente de corriente a través del tubo interruptor MOS para generar una señal de onda triangular. En la Figura 1 se muestra un diagrama de bloques de un oscilador basado en el modo de corriente convencional.

Diseño de oscilador basado en modo actual para amplificadores de potencia de audio de clase D

En la Fig. 1, R1, R2, R3 y R4 generan tensiones umbral VH, VL y una tensión de referencia Vref dividiendo una tensión de una tensión de alimentación. A continuación, la tensión de referencia pasa a través de una estructura LDO de amplificadores OPA y MN1 para generar una corriente de referencia Iref que es proporcional a la tensión de alimentación. Entonces hay:

MP1, MP2 y MP3 en este sistema pueden formar una fuente de corriente espejo para generar la corriente de carga IB1. La fuente de corriente de espejo compuesta por MP1, MP2, MN2 y MN3 genera una corriente de descarga IB2. Se asume que MP1, MP2 y MP3 tienen las mismas proporciones de ancho a largo, y que MN2 y MN3 tienen las mismas proporciones de ancho a largo. Luego están:

Cuando el oscilador está funcionando, durante la fase de carga t1, CLK = 1, el tubo MP3 carga el condensador con una corriente constante IB1. Después de eso, el voltaje en el punto A aumenta linealmente. Cuando el voltaje en el punto A es mayor que VH, el voltaje en la salida de cmp1 se pone a cero. El módulo de control lógico se compone principalmente de flip-flops RS. Cuando la salida de cmp1 es 0, el terminal de salida CLK se invierte a un nivel bajo y CLK es un nivel alto. El oscilador entra en la fase de descarga t2, en cuyo punto el condensador C comienza a descargarse a una corriente constante IB2, lo que hace que la tensión en el punto A caiga. Cuando el voltaje cae por debajo de VL, el voltaje de salida de cmp2 se vuelve cero. El flip-flop RS voltea, CLK sube y CLK baja, completando un período de carga y descarga. Dado que IB1 e IB2 son iguales, los tiempos de carga y descarga del condensador son iguales. La pendiente del borde ascendente de la onda triangular de punto A es igual al valor absoluto de la pendiente del borde descendente. Por lo tanto, la señal CLK es una señal de onda cuadrada con una relación de trabajo del 50%.

La frecuencia de salida de este oscilador es independiente del voltaje de suministro y la amplitud de la onda triangular es proporcional al voltaje de suministro.

Paso 2: Implementación del circuito del oscilador

El diseño del circuito del oscilador diseñado en este documento se muestra en la Figura 2. El circuito está dividido en tres partes: un circuito generador de voltaje de umbral, un circuito generador de corriente de carga y descarga y un circuito de control lógico.

Diseño de oscilador basado en modo actual para amplificadores de potencia de audio de clase D Circuito de implementación del oscilador de la figura 2

2.1 Unidad de generación de voltaje umbral

La porción de generación de voltaje umbral puede estar constituida por MN1 y cuatro resistencias divisorias de voltaje R1, R2, R3 y R4 que tienen valores de resistencia iguales. El transistor MOS MN1 se utiliza aquí como transistor de conmutación. Cuando no se ingresa ninguna señal de audio, el chip establece el terminal CTRL bajo, VH y VL son 0V, y el oscilador deja de funcionar para reducir el consumo de energía estática del chip. Cuando hay una entrada de señal, CTRL es bajo, VH = 3Vdd / 4, VL = Vdd / 4. Debido a la operación de alta frecuencia del comparador, si el punto B y el punto C están conectados directamente a la entrada del comparador, se pueden generar interferencias electromagnéticas al voltaje umbral a través de la capacitancia parásita del transistor MOS. Por lo tanto, este circuito conecta el punto B y el punto C al búfer. Las simulaciones de circuitos muestran que el uso de búferes puede aislar eficazmente la interferencia electromagnética y estabilizar el voltaje umbral.

2.2 Generación de corriente de carga y descarga

OPA, MN2 y R5 pueden generar una corriente proporcional a la tensión de alimentación. Dado que la ganancia del OPA es alta, la diferencia de voltaje entre Vref y V5 es insignificante. Debido al efecto de modulación del canal, las corrientes de MP11 y MN10 se ven afectadas por la tensión fuente-drenaje. Por tanto, la corriente de carga-descarga del condensador ya no es lineal con la tensión de alimentación. En este diseño, el espejo de corriente utiliza una estructura en cascodo para estabilizar el voltaje de fuente-drenaje de MP11 y MN10, y reducir la sensibilidad al voltaje de la fuente de alimentación. Desde una perspectiva de CA, la estructura en cascodo aumenta la resistencia de salida de la fuente de corriente (capa) y reduce el error en la corriente de salida. MN3, MN4 y MP5 se utilizan para proporcionar un voltaje de polarización para el MP12. MP8, MP10, MN6 pueden proporcionar voltaje de polarización para MN9.

2.3 Sección de control lógico

Las salidas CLK y CLK del flip-flop son señales de onda cuadrada con fases opuestas, que se pueden utilizar para controlar la apertura y cierre de MP13, MN11 y MP14, MN12. MP14 y MN11 actúan como transistores de conmutación, que funcionan como SW1 y SW2 en la Figura 1. MN12 y MP13 actúan como tubos auxiliares, cuya función principal es reducir las rebabas de la corriente de carga y descarga y eliminar el fenómeno de disparo agudo de las ondas triangulares. El fenómeno de disparo agudo es causado principalmente por el efecto de inyección de carga del canal cuando el transistor MOS está en la transición de estado.

Suponiendo que se eliminan MN12 y MP13, cuando CLK pasa de 0 a 1, MP14 se enciende al estado apagado, y la fuente de corriente compuesta por MP11 y MP12 se ve obligada a ingresar a la región lineal profunda desde la región de saturación instantáneamente, y MP11, MP12, MP13 son La carga del canal se extrae en muy poco tiempo, lo que causa una gran corriente de falla, lo que provoca un pico de voltaje en el punto A. Al mismo tiempo, MN11 salta del estado apagado al estado encendido, y el Las capas de corriente compuestas por MN10 y MN9 van desde la región lineal profunda a la región de saturación. La capacitancia del canal de estos tres tubos se carga en poco tiempo, lo que también provoca una gran corriente de Burr y un pico de voltaje. De manera similar, si se quita el tubo auxiliar MN12, el MN11, MN10 y MN9 también generan una gran corriente de falla y un pico de voltaje cuando se salta el CLK. Aunque MP13 y MP14 tienen la misma relación de ancho a largo, el nivel de la puerta es opuesto, por lo que MP13 y MP14 se encienden alternativamente. MP13 juega dos papeles principales en la eliminación del pico de voltaje. Primero, asegúrese de que MP11 y MP12 funcionen en la región de saturación durante todo el ciclo para garantizar la continuidad de la corriente y evitar el voltaje de disparo agudo causado por el espejo de corriente. En segundo lugar, haga que MP13 y MP14 formen un tubo complementario. Por lo tanto, en el momento del cambio de voltaje CLK, la capacitancia del canal de un tubo se carga y la capacitancia del canal del otro tubo se descarga, y las cargas positivas y negativas se cancelan entre sí, lo que reduce en gran medida la corriente de falla. Del mismo modo, la introducción de MN12 jugará el mismo papel.

2.4 Aplicación de la tecnología de reparación

Los parámetros de diferentes lotes de tubos MOS variarán entre obleas. Bajo diferentes ángulos de proceso, el grosor de la capa de óxido del tubo MOS también será diferente, y el Cox correspondiente también cambiará en consecuencia, lo que hará que la corriente de carga y descarga cambie, lo que hará que cambie la frecuencia de salida del oscilador. En el diseño de circuitos integrados, la tecnología de recorte se utiliza principalmente para modificar la resistencia y la red de resistencias (o red de condensadores). Se pueden usar diferentes redes de resistencias para aumentar o disminuir la resistencia (o capacitancia) para diseñar diferentes redes de resistencias (o redes de capacitores). Las corrientes de carga y descarga IB1 e IB2 están determinadas principalmente por la corriente Iref. E Iref = Vdd / 2R5. Por lo tanto, este diseño opta por recortar la resistencia R5. La red de recorte se muestra en la Figura 3. En la figura, todas las resistencias son iguales. En este diseño, la resistencia de la resistencia R5 es de 45 kΩ. R5 está conectado en serie por diez pequeñas resistencias con una resistencia de 4.5kΩ. La fusión del cable entre los dos puntos A y B puede aumentar la resistencia de R5 en un 2,5%, y la fusión del cable entre B y C puede aumentar la resistencia en un 1,25%, entre A, B y B, C. Todos los fusibles están fundidos., lo que aumenta la resistencia en un 3,75%. La desventaja de esta técnica de recorte es que solo puede aumentar el valor de resistencia, pero no el pequeño.

Figura 3 estructura de la red de reparación de resistencia

Paso 3: Análisis de los resultados de la simulación

Este diseño se puede implementar en el proceso CMOS de 0,5 μm de CSMC y se puede simular con la herramienta Spectre.

3.1 Mejora de onda triangular mediante tubo de conmutación complementario

La figura 4 es un diagrama esquemático que muestra la mejora de la onda triangular por el tubo interruptor complementario. Puede verse en la Fig. 4 que las formas de onda de MP13 y MN12 en este diseño no tienen picos obvios cuando cambia la pendiente, y el fenómeno de agudización de la forma de onda desaparece después de agregar el tubo auxiliar.

Figura 4 Forma de onda mejorada del tubo de conmutación complementario a la onda triangular

3.2 Influencia del voltaje y la temperatura de la fuente de alimentación

Se puede ver en la Figura 5 que la frecuencia del oscilador cambia a 1.86% cuando el voltaje de la fuente de alimentación cambia de 3V a 5V. Cuando la temperatura cambia de -40 ° C a 120 ° C, la frecuencia del oscilador cambia en un 1,93%. Se puede ver que cuando la temperatura y el voltaje de la fuente de alimentación varían ampliamente, la frecuencia de salida del oscilador puede permanecer estable, de modo que se puede garantizar el funcionamiento normal del chip.

Figura 5 Efecto del voltaje y la temperatura sobre la frecuencia

Paso 4: Conclusión

Este documento diseña un oscilador controlado por corriente para amplificadores de potencia de audio de clase D. Normalmente, este oscilador puede emitir señales de ondas cuadradas y triangulares con una frecuencia de 250 kHz. Además, la frecuencia de salida del oscilador puede permanecer estable cuando la temperatura y el voltaje de suministro varían ampliamente. Además, el pico de voltaje también se puede eliminar agregando transistores de conmutación complementarios. Al introducir una técnica de recorte de red de resistencias, se puede obtener una frecuencia de salida precisa en presencia de variaciones del proceso. Actualmente, este oscilador se ha utilizado en un amplificador de audio de clase D.